Preamplificatore per chitarra acustica

Il suono della chitarra elettrica è un suono totalmente elettronico, non si deve riprodurre fedelmente un suono “naturale” ma produrre un suono con mezzi “artificiali”.

Per la chitarra acustica si sceglie a volte un pick up magnetico anziché un microfono per captare solo il suono delle corde, che sono comunque influenzate dalla cassa (cosa che non avviene nella chitarra elettrica che in genere è “solid body”) e non il rumore ambiente e il rumore delle dita sui tasti, e anche per evitare i cosiddetti “rientri”, l'effetto Larsen che in un ambiente piccolo e chiuso è facilissimo generare fra l'amplificatore e la cassa della chitarra.

Ma la riproduzione del suono (ri-produzione, non produzione) deve conservare quel carattere naturale del suono dello strumento, deve essere una chitarra acustica amplificata, non una chitarra elettrica.
È richiesta la massima linearità di riproduzione, ma nel contempo debbono essere compensate le caratteristiche di risposta in frequenza del pick up magnetico, che per sua natura non ha una risposta in frequenza lineare.
La messa a punto del preamplificatore ha comportato una serie notevole di prove ed un lungo tempo dedicato ai test musicali, eseguiti da musicisti diversi.

Nella foto Sergio De Checchi, chitarrista di classe e titolare di “Tarli e Farfalle”, tempio della chitarra acustica e classica vintage situato nell'Antico Ghetto della mia città, Padova, luogo in cui si sono svolte le prove pratiche. 

Il supporto di Sergio e dei suoi colleghi musicisti è stato fondamentale nella messa a punto del progetto.

Quella scatola grigia sulla destra è il preamplificatore in formato "prova".

(cliccando sull'immagine il filmato)

Questo che presento non è un progetto finito, nel senso che c'è solo il circuito di base, è suscettibile di modifiche per il guadagno, la curva di risposta degli stadi e dei controlli di tono,mancano alcuni circuiti accessori e non è dotato di un involucro estetico e facilmente maneggiabile.
È un prototipo montato su chassis e basette da laboratorio, nato per sperimentare alcune soluzioni circuitali apportando anche in modo semplice modifiche “al volo” durante le prove con il musicista.

Per comodità l'assemblaggio non è compatto come sarebbe in un circuito definitivo, l'alimentatore è su un telaio separato dall'amplificatore,

i reofori di condensatori e resistori non sono stati tagliati e i cavi di collegamento sono stati lasciati lunghi.

Il preamplificatore era nato con uno schema di base semplice, poi le prove hanno portato come risultato una sostanziosa modifica dello schema di partenza, dovuta sia al raffinamento delle caratteristiche sonore sia soprattutto alla necessità di adeguare le capacità di pilotaggio del circuito alle necessità di un preamplificatore che, nell'uso normale, dovrà essere collegato ad amplificatori diversi con tecniche diverse.

Le necessità dipendono dal contesto, quindi a volte si deve collegare il preamplificatore ad un amplificatore di potenza mediante una corta linea sbilanciata, altre volte è necessario collegarlo ad un sistema PA piuttosto che ad una console con una linea molto lunga che deve necessariamente essere a bassa impedenza e possibilmente bilanciata.

Senza trascurare il fatto che generalmente i musicisti non hanno (giustamente, non è il loro campo) grandi cognizioni di elettronica e il concetto di adattamento di impedenza è loro di solito totalmente estraneo; è normale che l'uscita linea sbilanciata venga inserita tramite un adattatore all'ingresso microfono (quindi con impedenza molto bassa) della console, è già molto sperare che l'alimentazione phantom sia disattivata.

Il circuito iniziale

La struttura originale prevede due stadi simili, ciascuno composto da un triodo in configurazione con catodo a massa caricato da un triodo uguale configurato come generatore di corrente, con in mezzo un classico controllo di Tono e Volume; sotto lo schema della simulazione con MicroCap.

Il triodo superiore approssima un generatore di corrente costante, lo sarebbe se il mu fosse infinito; di fatto si comporta come un resistore di valore molto elevato e rende il funzionamento dello stadio poco dipendente dalla tensione di alimentazione, sia come tensione del punto di uscita, che è sempre la metà della tensione di alimentazione, sia come guadagno, che vale sempre ½ mu.

Infatti un triodo così connesso si comporta come un resistore del valore:

Ra = (mu + 1)*Rk + Rp

e sostituendo questo valore nella formula del guadagno dello stadio a catodo a massa con resistenza di catodo non disaccoppiata:

G = (mu * Ra) / (Rp + Ra + mu*Rk)

si ottiene:

G = mu * ((mu + 1)Rk + Rp) / ((2mu + 1)Rk + 2 Rp)

che per mu >> 1 vale circa ½ mu.

Le caratteristiche del circuito di base sono: 

1. altissima linearità, assicurata dal carico a corrente quasi costante e dal resistore di catodo non bypassato
2. impedenza di uscita molto elevata, per le stesse ragioni

La scelta della valvola da utilizzare è caduta da subito sulla 6N1P, un doppio triodo simile (non uguale, e non solo per la corrente di filamento) alla 6DJ8 e alla E88CC.

Perché questa al posto delle più classiche 12Aqualchecosa7?

Perché nessuna delle 12A_7 , a parte forse la 12AY7, può competere come rapporto segnale / rumore con questi triodi per alta frequenza; perché il guadagno è quello giusto per ottenere un preamplificatore a due stadi che dia una uscita di circa 1,5 V RMS senza l'uso di controreazione globale (e su questo requisito non dedico tempo a discutere).

Perché 1,5 V RMS?  Perché il livello standard di segnale per i sistemi di registrazione in studio e per le connessioni di amplificazione professionale è  + 4 dBu, cioè 1,228 V RMS.

Anche per questo requisito la 12AY7 sarebbe stata una valvola indicata, ho effettuato qualche simulazione con ottimi risultati; alla fine ho optato per la 6N1P senza una ragione precisa, giusto per sperimentare la valvola in un circuito con basso livello di segnale (già l'ho impiegata con soddisfazione come stadio di ingresso dell'amplificatore di “potenza” P-P in Classe A, al posto della ECC99).

Per la 12AY7 ho un progetto di preamplificatore per microfono in corso di sviluppo, non l'ho abbandonata.

Le simulazioni con MicroCap del circuito presentato sopra mostrano un comportamento eccellente, sia come  risposta in frequenza che come distorsione.

È da ricordare sempre che le simulazioni sono appunto simulazioni e che la bontà della simulazione, una volta assodata la qualità del software di simulazione (su MicroCap non ci sono molti dubbi), dipende esclusivamente dalla qualità del modello matematico della valvola.

Torno a ricordare che un modello matematico è frutto di approssimazioni e limitazioni, che servono a ridurre la complessità del modo reale ad un livello trattabile, in pratica il numero di variabili fisiche prese in considerazione è nettamente minore di quelle effettivamente in gioco, e la scelta di quali considerare trascurabili è del tutto arbitraria, e anche il comportamento delle variabili è approssimato da funzioni continue e derivabili.

I modelli SPICE delle valvole sono in genere un buon compromesso (i miei 18 lettori ricorderanno, se hanno buona memoria, che almeno in un caso ho trovato un compromesso che ho giudicato pessimo, al punto da utilizzare il modello della 6550 per simulare la KT88), ma sono appunto un compromesso.

La mia (limitata) esperienza mi dice che i modelli perdono validità per tensioni molto elevate e correnti molto basse e per tensioni molto basse, mentre sono generalmente sufficientemente accurati quando il punto di lavoro è quello che si sceglierebbe in un utilizzo “normale” utilizzando le curve caratteristiche e i punti “ottimali” suggeriti nei datasheets.

Conclusa questa digressione vediamo i risultati della simulazione.

Sopra il guadagno e la risposta in frequenza del circuito della simulazione.

La risposta in frequenza è molto estesa, anche troppo, e assolutamente lineare.

Il circuito con 6N1P (che ha Rp = 4400 ohm e mu = 33), con Rk = 560 ohm in base alla formula citata prima ha un guadagno teorico pari a 17,2 (circa), appunto ½ mu.

La simulazione mostra un guadagno pari a 16, cioè 24 dB, con un carico di 200 kohm, in ottimo accordo con la formula; tenendo conto che il controllo di tono passivo con il classico schema Marshall perde circa 18 dB, due stadi siffatti ci danno un guadagno totale di circa 30 dB, ben gestibili con il controllo di volume.

Sopra la distorsione, con un segnale di uscita di ben 5 V pk, ridottissima e solo di II armonica.

La prima versione del preamplificatore fu realizzata con questa configurazione e sottoposta all'esame dei musicisti.
Le qualità sonore apparvero da subito soddisfacenti, con un appunto sulla eccessiva brillantezza, e parecchio tempo fu dedicato alla messa a punto dei valori del controllo di tono per trovare le frequenze ottimali di intervento.
L'eccessiva brillantezza deriva dalla banda passante ben superiore al MHz, cui fu posto rimedio portando il resistore grid stopper R2 da 330 ohm a 22 kohm nello stadio di ingresso, valore suscettibile di ulteriore aggiustamento.

Per quanto riguarda la risposta dei controlli di tono si deve tener presente che la risposta dei controlli tradizionali per chitarra, schema Marshall in questo caso ma molto simile anche per lo schema Fender, non è affatto lineare in quanto si debbono compensare le caratteristiche della risposta in frequenza dei pick up magnetici, generalmente caratterizzati da un eccesso di medie frequenze.

Infatti sopra si vede la simulazione della risposta con i potenziometri in posizione centrale e i valori utilizzati nella versione finale.

La risposta simulata è del solo controllo di tono, si deve tener presente che all'ingresso dello stack c'è un condensatore che isola lo stack dalla tensione continua presente all'uscita dello stadio, sulla placca della valvola.

Su questo lato la risposta dei musicisti è stata meno uniforme: una prima versione con il condensatore di isolamento del valore di 10 nF è stata giudicata decisamente troppo “asciutta” (cioè carente di bassi) rispetto alla versione successiva con condensatore da 220 nF dalla maggior parte dei musicisti, ma non da tutti: c'è chi ha preferito la prima versione.

Alcuni continuano a trovare il suono ancora un po' poco profondo: in effetti una chitarra acustica di buona fattura emette una quantità di toni bassi veramente notevole, anche se mai tanto da caratterizzare eccessivamente il suono.

Stiamo parlando di sfumature, ed è possibile che con un pick up diverso le sfumature siano diverse.

Tutte le prove sono state effettuate con una chitarra acustica Gibson “vintage” e un pick up Sunrise, un pick up costruito in numero limitato di esemplari su ordinazione, considerato la “Rolls Royce” dei pick up per chitarra acustica.

L'amplificazione di potenza è stata affidata ad un amplificatore SR Technologies da 150 W, un eccellente amplificatore, benché a stato solido, molto usato per l'amplificazione della voce e degli strumenti acustici.

Il circuito definitivo

La seconda caratteristica del circuito di base della simulazione, l'elevata impedenza di uscita, è quella che ha reso necessario l'intervento più radicale.

Impedenza di uscita elevata significa scarsa capacità di pilotare scarichi difficili, e questa si converte in una non sufficiente dinamica, cioè la capacità di seguire un segnale sonoro la cui ampiezza varia molto repentinamente.

Il suono di una chitarra acustica ha una dinamica elevatissima, anche se l'intensità assoluta non è elevata, e una elettronica non in grado di seguire questa dinamica dà come risultato un suono che non riesco a definire diversamente da "poco pronto" o "compresso": è una sfumatura sonora che non è suscettibile di alcuna misura io conosca, ma l'orecchio esercitato agli strumenti acustici la riconosce.

Devo ammettere che ho impiegato un po' di tempo a capire le indicazioni che mi davano i musicisti, ovviamente espresse in linguaggio non tecnico (detto in altre parole, diagnosi "fantasiose" ed "immaginifiche" ma difficili da interpretare in termini tecnici).

Ma interpretando il linguaggio poetico (ad esempio "suono rotondo" oppure "suono verticale"), oppure la richiesta di maggiore "profondità" che non veniva però esaudita dall'aumento dell'estensione ed ampiezza della gamma bassa mi hanno portato a concludere che il problema stava proprio nella non sufficiente capacità di pilotaggio del circuito di base.

La differenza si sente, con il circuito definitivo la chitarra acustica suona in modo molto naturale, vivo e dinamico.

Alcune misure sullo stadio di base hanno rivelato che l'impedenza di uscita risulta essere di alcune decine di kohm.

I controlli di tono funzionano al meglio se pilotati da uno stadio con impedenza di uscita non troppo elevata, e soprattutto l'uscita di un preamplificatore che deve essere collegato ad amplificatori finali diversi o indifferentemente a sistemi PA con cavi anche molto lunghi deve avere impedenza molto bassa e deve avere anche una linea bilanciata.

Per abbassare l'impedenza di uscita del primo stadio ho quindi cambiato la configurazione come nello schema che segue.

Il circuito è un normale stadio amplificatore a catodo a massa, con resistenza di catodo non disaccoppiata, seguito da un inseguitore di catodo.

L'impedenza di uscita risulta essere, alla simulazione, circa 800 ohm: il resistore da 800 ohm presente nello schema per caricare l'uscita è quello utilizzato nella simulazione.

L'impedenza di uscita è stata simulata con il metodo empirico/classico: il valore che dimezza la tensione di uscita rispetto al funzionamento a vuoto, cioè senza carico.

Nel circuito il resistore grid stopper ha il valore indicato prima per ridurre l'eccesso di banda passante, 22 kohm, e le prestazioni simulate sono:

 guadagno e banda passante, 

 distorsione.

Nel circuito il resistore R6, sulla placca del primo triodo, ed il resistore R7 sul catodo dell'inseguitore catodico hanno lo stesso valore: in questo modo lo stadio nel suo complesso assorbe corrente costante qualsiasi sia li livello del segnale, facilitando il filtraggio dell'alimentazione.
Il guadagno è appena un po' maggiore del circuito originario, la distorsione circa doppia ma solo di II armonica, e comunque molto bassa, circa 0,2 % con una uscita di 5 V pk; in ogni caso in un amplificatore per chitarra un minimo di distorsione di II armonica non è sicuramente un male, anzi.

Il secondo stadio è invece decisamente più complesso: dato che deve fornire tutta la corrente di uscita che serve in qualsiasi circostanza, con tensione di uscita elevata e bassa distorsione, al circuito di base è stato aggiunto un inseguitore catodico con un triodo molto “energico” in configurazione detta “White Follower”, ottenendo il circuito che segue.

Il White Follower è un inseguitore catodico che utilizza un generatore di corrente per caricare il catodo dell'inseguitore, ottimizzando la linearità e la capacità di pilotaggio.

Una caratteristica dell'inseguitore catodico normale è l'asimmetria di pilotaggio fra la semionda negativa e quella positiva su carichi difficili: la semionda positiva sfrutta la trasconduttanza della valvola per fornire la corrente richiesta, la semionda negativa no.
Nel White Follower il condensatore C3 applica una controreazione fra la placca del triodo superiore e la griglia del triodo inferiore, sfruttando l'amplificazione del triodo inferiore per simmetrizzare il pilotaggio sulle due semionde: di fatto questo circuito è un Push Pull.

Il valore del resistore deve essere tale da simmetrizzare il funzionamento, quindi non deve essere eccessivo per non ottenere il risultato opposto: il valore ottimale è:

R(ott) =  1 /  Gm

dove Gm è la transconduttanza della valvola, e l'impedenza di uscita teorica è data da:

Zo =  Rp / 2mu

La valvola scelta è la ECC99, un ottimo doppio triodo progettato per il pilotaggio di carichi difficili: il fabbricante suggerisce: 

“Recommanded use: Driver of power triodes such as 300 B, 2A3..., Output stage headphone amplifiers, preamplifiers, power stage little P-P triode amplifiers (10W-4xECC99)”

Con questa valvola l'impedenza di uscita del White Follower è inferiore a 100 ohm.

Questo tipo di schema è usato quando si debba pilotare con alte tensioni carichi molto difficili: un classico esempio è l'amplificatore per basso Ampeg SVT3PRO, 400 W su 4 ohm, un ibrido con amplificazione di tensione a valvole e un banco di otto mosfet di potenza.

I mosfet di potenza sono un carico molto ostico, soprattutto quando ve ne sono 4 in parallelo sul rail positivo e 4 sul rail negativo: nella figura a fianco  un particolare del driver dei mosfet del SVT3PRO.

Nella figura che segue il guadagno e la risposta in frequenza del circuito White Follower, con carico di 2 kohm, che è l'impedenza standard di una linea di ingresso per microfono

nella figura che segue la distorsione con 9 V pk di uscita su 2 kohm, sotto la distorsione con 21 V pk di uscita con lo stesso carico.

La realizzazione

La realizzazione che si vede nel circuito di prova è, come già detto, un prototipo, che ho utilizzato per sperimentare alcune soluzioni circuitali.

Gli schemi elettrici del prototipo sono nelle figure che seguono

 il preamplificatore,

 l'alimentatore.

Nella realizzazione finale al primo stadio è stato aggiunto, rispetto allo schema di principio usato nella simulazione, il resistore grid stopper anche sulla griglia del triodo superiore, con in parallelo un diodo 1N4007 che normalmente è polarizzato inversamente quindi interdetto.

La funzione del diodo è proteggere il triodo superiore al momento dell'accensione, quando la valvola ancora non conduce quindi fra la griglia e il catodo può essere presente una tensione molto elevata: in questo caso il diodo entra in conduzione e mantiene la tensione fra griglia e catodo al di sotto di 1 Volt; quando la valvola conduce normalmente il catodo è positivo rispetto alla griglia di circa 1 Volt, il diodo è polarizzato inversamente ed è come se non ci fosse.

Il secondo stadio corrisponde allo schema di principio, con in serie all'uscita un resistore da 56 ohm per evitare problemi in caso di corto circuito sulla linea.

L'uscita dello stadio va a un jack mono da 1/4” per l'uscita sbilanciata e a un trasformatore di uscita 1:1 per l'uscita bilanciata.

Nel prototipo l'uscita bilanciata è realizzata con un jack da 1/4” TRS, nella versione finale sarà affiancato da un connettore XLR.
Quando il jack è inserito nell'uscita sbilanciata il trasformatore di uscita è sconnesso.

Il trasformatore di uscita deve essere un modello a bassa impedenza, quale modello scegliere dipende dalle preferenze e dal costo.

I filamenti delle valvole sono alimentati in continua, è risultato indispensabile per annullare il ronzio, e i filamenti sono “sollevati” rispetto a massa di circa 30 Volt, in modo da garantire di non superare la tensione massima catodo-filamento, che per la 6N1P è di soli 100 Volt.

In questo circuito non sarebbe strettamente necessario, in quanto la tensione sul catodo della 6N1P del secondo stadio è a regime attorno a 80 Volt, questo solo perché in questa realizzazione la tensione anodica massima è pari a 155 Volt, ma nulla vieta di alimentare il preamplificatore con 250 Volt per aumentare la massima tensione di uscita indistorta, senza modificare nulla del circuito, e in questo caso si uscirebbe dai limiti della 6N1P.

Come ho già detto varie volte non ritengo salutare disobbedire alle specifiche tecniche comunicate dai progettisti dei componenti, in quanto sono dell'opinione che non le scrivano a caso.

L'alimentatore è un classico doppia semionda con rettificatrice EZ81 e filtro induttivo, a due stadi LC e uno stadio RC, per ottenere la tensione di alimentazione più pulita possibile.

La cella costituita da un ponte raddrizzatore connesso in modo da ottenere due diodi collegati in antiparallelo, con a loro volta in parallelo un resistore da 10 ohm e un condensatore da 100 nF (questa rete non è installata nel prototipo) connette la massa del segnale al telaio, che è connesso a terra, scaricando le alte tensioni in caso di guasto e annullando i ground loops durante il funzionamento normale; il condensatore scarica l'eventuale radiofrequenza.
Questa soluzione, più costosa della frequente connessione diretta, è usta in apparecchiature di pregio quando vi sia la probabilità di collegamenti ad altre apparecchiature con cavi lunghi (ad esempio l'amplificatore di potenza per basso Marshall VBA400).

Alcune misure

Ho effettuato alcune semplici rilevazioni delle caratteristiche, utilizzando come sempre il Generatore di segnali AudioTest e l'analizzatore di spettro AudioXplorer (entrambi programmi per Mac), e l'oscilloscopio.
Ho rilevato gli spettri con un carico di 1 kohm sull'uscita sbilanciata, un carico decisamente significativo, soprattutto per la distorsione, e segnale di ingresso di 150 mV di picco, un livello adeguato ad un pick up magnetico.
L'uscita a 1 kHz è 1,5 V di picco.

lo spettro a 1 kHz, 

lo spettro a 100 Hz, 

lo spettro a 3 kHz; misurare a frequenze più alte, vista la destinazione, non ha senso.

Si nota la presenza di II armonica a circa – 54 dB, un po' più a 100 Hz, un po' meno a 3 kHz, in ottimo accordo con le simulazioni; le armoniche superiori sono a livello assolutamente trascurabile.

La rilevazione all'oscilloscopio dell'impedenza di uscita:

Sopra ingresso sul canale 2 (traccia gialla) e uscita sul canale 1(traccia rossa) a 1 kHz, con carico di 1 kohm, 

quindi senza carico: l'impedenza di uscita è veramente molto bassa.

Conclusioni

Questa realizzazione, come detto, è solo la base di un preamplificatore che si presta a usi diversi e quindi sarà utilizzato in configurazioni diverse; è composto di due “mattoncini” che possono essere usati anche indipendentemente, oppure configurati in modo diverso.

Il suono è tipicamente valvolare ma più neutro del suono che si ottiene con le più classiche 12A_7, estremamente pulito; nasce per riprodurre senza asprezze e senza colorazioni la chitarra acustica, è dotato dei controlli strettamente indispensabili, ma può essere integrato da filtri, equalizzatori più flessibili, ingressi e uscite accessorie; molto utile un commutatore per invertire la fase del segnale di uscita, applicabile solo all'uscita bilanciata, può risolvere problemi di oscillazioni indotte dall'acustica (effetto Larsen).